模擬濾波器在生理信號(hào)前端處理集成電路中是至關(guān)重要的模塊,它直接影響到所獲取的信號(hào)質(zhì)量。由于生理信號(hào)的頻率范圍極低,模擬濾波器中大數(shù)值電容的片上實(shí)現(xiàn)是亟需解決的問題�？偨Y(jié)了電容倍增電路的研究進(jìn)展,對(duì)電流模式倍增電路、電壓模式倍增電路、基于電流電壓轉(zhuǎn)換方式的電容倍增電路、非平衡電容倍增電路等關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了提煉和分析,并且展望了電容倍增電路未來的研究方向。 

【文章來源】：科技導(dǎo)報(bào). 2020年07期 北大核心

【文章頁數(shù)】：6 頁

【部分圖文】：

電流模式的電容倍增電路

Germanovix等對(duì)此方法進(jìn)行了改進(jìn)（圖2)[9]，通過將MOS管偏置在亞閾值區(qū)，降低功耗，包括放大電路部分在內(nèi)的整體功耗達(dá)到175 nW，電容放大倍數(shù)達(dá)到100倍。但是，由于MOS管的亞閾值區(qū)比較窄，因此，此方法的電容放大倍數(shù)可調(diào)范圍很小。2 電壓模式電容倍增電路

如圖3[10]所示，基于Miller效應(yīng)，若將C跨接在放大電路（Av）的輸入輸出之間，則在輸入輸出節(jié)點(diǎn)處的等效電容，分別為Ceq1≈|Av2|C,Ceq2≈C,Av2=gm2ro2。Av2是放大電路的放大倍數(shù)，gm2ro2是放大級(jí)的跨導(dǎo)和輸出電阻。所以，在節(jié)點(diǎn)1處將產(chǎn)生放大的等效電容。這種方法的缺點(diǎn)是，輸出電阻ro與溝道長(zhǎng)度調(diào)制因子λ強(qiáng)烈相關(guān)，受制造工藝、溫度和漏源電壓的影響。所以，電容放大倍數(shù)會(huì)有很大波動(dòng)，不適用于需要精確放大倍數(shù)數(shù)值的情況。此外，張?jiān)ぱ芯繄F(tuán)隊(duì)[11]還曾設(shè)計(jì)帶有Gain boosting新補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的超低頻率二級(jí)放大器（圖4[11]），在一定的帶寬下，采用傳統(tǒng)Miller補(bǔ)償?shù)亩?jí)運(yùn)算放大器所需的補(bǔ)償電容是采用Gain boosting補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的二級(jí)放大器所需補(bǔ)償電容的1.2750萬倍。

【參考文獻(xiàn)】：
期刊論文
[1]一種適用于生理信號(hào)的OTA-C濾波器[J]. 李嚴(yán).  微電子學(xué). 2017(04)
[2]可穿戴式醫(yī)療芯片研究進(jìn)展[J]. 李嚴(yán).  科技導(dǎo)報(bào). 2017(02)
[3]一種用于可穿戴式生理參數(shù)檢測(cè)的集成電路[J]. 李嚴(yán),張?jiān)?  電子技術(shù)應(yīng)用. 2016(11)



本文編號(hào)：2942524